12. EMISJE KOHERENTNE

  Koherentne systemy modulacji stosowane są szeroko w technice profesjonalnej i wojskowej. Pozwalają one na poprawę stosunku sygnału do szumu nawet o 10 - 20 dB. Składają się na to dwa zasadnicze czynniki. Jednym z nich jest możliwość zawężenia pasma przenoszenia w stosunku do zwykłych rodzajów modulacji. Ta dodatkowa filtracja sygnału, trudna do osiągnięcia za pomocą filtrów analogowych osiągana jest tutaj m. in. za pomocą metod numerycznych.
    Samo zastosowanie metod koherentnych daje zasadniczo zysk tylko rzędu 3 - 6 dB. Rozróżniamy tu dwie zasadnicze metody: transmisję sygnałów ortogonalnych i sygnałów antypodycznych.
    W przypadku transmisji cyfrowej (np. w emisji RTTY) transmisja ortogonalna oznacza nadawanie sygnałów "mark" i "space" za pomocą dwóch różnych częstotliwości. Warunkiem ortogonalności jest występowanie w danym momencie czasowym tylko jednego z tych dwóch sygnałów. Zasadniczo (w przypadku pominięcia wpływu zakłóceń) jest to zapewnione przez definicję alfabetów Baudota lub ASCII.
    Transmisja antypodyczna polega na nadawaniu sygnałów mark i space na tej samej częstotliwości, przy czym różnica fazy między sygnałami "mark" i "space" wynosi 180 stopni. Właśnie od przeciwieństwa znaków obu tych sygnałów pochodzi nazwa sygnałów antypodycznych.
    Dalszą możliwością zwiększenia niezawodności transmisji jest modulacja różnicowa, tzn. nadawanie informacji o zmianie polaryzaji sygnału. Sygnał nadawany zmienia swój stan jedynie w momentach zmiany stanu sygnału oryginalnego. Medoda ta stosowana jest m. in. w powiązaniu z modulacją fazy - PSK.
    Kombinacja transmisji ortogonalnej i antypodycznej pozwala na poprawę stosunku sygnału do szumu o ok. 6 dB i na zmniejszenie prawdopodobieństwa błędu w emisji RTTY ze 100 do 3 na 1000 nadawanych znaków. Zysk ten ma oczywiście większe znaczenie na trasach o wyższym poziomie zakłóceń (np. w przypadku komunikacji amatorskiej z małymi mocami na zatłoczonych pasmach).
    W przypadku telegrafii Morse'a modulacja koherenta pozwala na uzyskanie zysku nawet do 20 dB w stosunku do zwykłej modulacji telegraficznej. Ogólnie rzecz biorąc transmisja telegraficzna składa się z ciągu sygnałów cyfrowych o zasadniczo zdefiniowanej długości i odstępach. Teoretycznie mamy tu więc do czynienia z pewnym rastrem czasowym. W przypadku ręcznej transmisji telegraficznej raster ten jest raczej niedokładny i zależny od umięjętności i praktyki operatora stacji. W transmisji koherentnej początek i długość trwania znaku są ściśle określone poprzez przyjęty raster czasowy. Pozwala to na znaczne ograniczenie szerokości pasma przenoszenia, a dzięki temu na zmniejszenie wpływu szumów i zakłóceń. Np. zwykła transmisja telegraficzna o szybkości 12 słów/min zajmuje pasmo o szerokości 10 Hz, a w odbiornikach stosowane są przeważnie filtry o szerokości pasma od 500 - 2300 Hz. Oznacza to wpływ zakłóceń o dodatkowej szerokości pasma 490 - 2290 Hz w stosunku do szerokości pasma sygnału użytecznego (dla szerokości pasma przenoszenia typowych filtrów CW lub SSB wynoszących odpowiednio 500 Hz lub 2300 Hz). Analogowe filtry o dostatecznie małej szerokości pasma charakteryzują się "dzwonieniem" uniemożliwiającym ich praktyczne zastosowanie. Dodatkowo konieczne jest, w przypadku zastosowania filtrów wąskopasmowych, zapewnienie odpowiednio wysokiej stabilności częstotliwości i dokładności dostrojenia odbiornika. Filtry pracujące na zasadzie synchronizacji fazy (PLL), niezależnie od ich wrażliwości na zakłócenia, charakteryzowałyby się czasami reakcji o długości dziesiątków sekund. Dodatkową ich wadą jest tendencja do synchronizacji za pomocą najsilniejszego odbieranego sygnału. Użycie ich nie przynosiłoby więc żadnych korzyści.
    Wymagania stawiane filtrom stosowanym w emisji CCW są wysokie: mała szerokość pasma ok. kilku Hz, bez "dzwonienia" i bez niebezpieczeństswa synchronizacji za pomocą sygnałów zakłócających. Odbiór sygnału użytecznego o mocy 1 W przy zastosowaniu filtru spełniającego wymogi emisji CCW odpowiada odbiorowi sygnału 50 W za pomocą filtru o szerokości pasma 500 Hz lub sygnału 230 W - za pomocą filtru 2300 Hz.
    Praca stacji pracujących w systemie telegrafii koherentnej CCW wymaga ustalenia częstotliwości pracy, np. 14090 kHz i rastru czasowego o długości np. 100 ms, co odpowiadałoby szybkości transmisji wynoszącej 12 słów/min. Częstotliwości oscylatora odbiornika i generatorów podstawy czasu po obu stronach muszą być odpowiednio dokładne. Może to wymagać ich stabilizacji za pomocą wzorców częstotliwości, np. stacji DCF77 lub wzorca stacji Warszawa 1.

    [rys. c_01]

    Odbiornik koherentny CCW (rysunek 12.1) jest odbiornikem dwukanałowym, przy czym w każdym z kanałów znajduje się mieszacz wejściowy, układ całkujący, układ magazynujący (ang. sample and hold) i mieszacz wyjściowy oraz układy sterujące i generatory podstawy czasu. Konieczność użycia dwóch kanałów wyniknie z dalszego opisu.
    Na początek pragnę przedstawić trasę sygnału w głównym kanale (A). W mieszaczu wejściowym (przedstawionym w postaci przełączników A1 i A2) następuje zmieszanie sygnału odbieranego ze stabilnym sygnałem odniesienia ustalającym częstotliwość środkową filtru odbornika. Jeśli sygnał wejściowy ma dokłanie równą częstotliwość na wyjściu mieszacza, otrzymujemy sygnał stałoprądowy o wartości zależnej od siły odbieranego sygnału.
    W przypadku wystąpienia odchyłki częstotliwości na wyjściu otrzymujemy sygnał o częstotliwości różnicowej (dudnień).
    Sygnały zakłócające mają więc na wyjściu częstotliwość różną od zera. Separacja sygnału użytecznego od zakłóceń następuje w obwodzie całkującym. Przeważnie zawiera on wzmacniacz operacyjny, ale jego funkcja odpowiada działaniu kondensatora o odpowiednio dobranej pojemności. Ten symboliczny kondensator jest rozładowywany na początku cyklu, następnie sygnał użyteczny ładuje go do napięcia zależnego od siły sygnału, zmienne sygnały zakłócające nie wpływają na wartość ładunku (następuje tu okresowe ładowanie i rozładowywanie kondensatora). Mają one więc znacznie mniejszy wpływ na wartość napięcia na końcu cyklu. Charakterystyka przenoszenia filtru opisana jest za pomocą funkcji sin(x)/x, przy czym pierwsze miejsca zerowe funkcji oddalone są od częstotliwości środkowej o 10 Hz w przypadku zastosowania podstawy czasu wynoszącej 100 ms. Dalsze miejsca zerowe odpowiadają nieparzystym wielokrotnościom 10 Hz. Pod koniec cyklu (okresu rastru czasowego) napięcie na wyjściu układu całkującego jest zapamiętywane w obwodzie magazynującym, po czym następuje rozładowanie kondensatora całkującego za pomocą przełącznika SK. Właśnie to rozładowywanie kondensatora na początku cyklu uniemożliwia powstawanie efektów dzwonienia. Mieszacz wyjściowy jest w rzeczywistości modulatorem amplitudy tonu podsłuchowego.
    Drugi z kanałów odbiornika zasilany jest sygnałem odniesienia przesuniętym w fazie o 90 stopni (sygnałem ortogonalnym). W przypadku zgodności faz w kanale pierwszym na wyjściu układu całkującego otrzymujemy sygnał dodatni, przy braku zgodności faz - ujemny, różnica faz wynosząca 90 stopni powoduje powstanie na wyjściu sygnału o wartości średniej równej zero. Na wyjściu kanału drugiego otrzymywany jest w tym przypadku sygnał o polaryzacji dodatniej lub ujemnej w zależności od stopnia zgodności faz. Sumaryczny sygnał na wyjściu obu kanałów jest więc niezależny (amplitudowo) od wartości przesunięcia fazowego.
    Dla telegrafii koherentnej CCW wykorzystującej raster o długości 100 ms równoważna szumowa szerokość pasma wynosi 10 Hz, co daje zysk wynoszący ok. 17 dB w stosunku do szerokości pasma 500 Hz zwykłych filtrów telegraficznych, a ok. 24 dB w stosunku do filtrów fonicznych o szerokości pasma 2,3 kHz. Uwzględnienie innych rodzajów zakłóceń daje w praktyce jeszcze większe różnice. Przedłużenie czasu trwania cyklu powoduje tu dodatkową poprawę stosunku sygnału do szumu kosztem zmniejszenia szybkości transmisji, np. przy szybkości transmisji 1,2 słowa/min uzyskiwana jest różnica ok. 34 dB w stosunku do filtru 2,3 kHz, dla 0,12 słowa/min jest to już ok. 44 dB. Szybkości transmisji w obu wspomnianych przypadkach są bardzo małe, ale osiągany zysk jest dość interesujący. Górna granica zysku zależna jest od właściwości propagacji w wybranym zakresie częstotliwości, a konkretnie od spowodowanej przez jej wahania modulacji fazy. Na dłuższych trasach modulacja fazy może dojść do 2 - 3 Hz (lub więcej w okresach o silnej aktywności geomagnetycznej) i musi być uwzględniona przy wyborze szerokości pasma przenoszenia układu odbiorczego.
    Subiektywnie rzecz biorąc zysk osiągany dzięki telegrafii koherentnej jest nieco mniejszy, ponieważ ucho ludzkie wykazuje właściwości selektywne, w związku z czym obiektywnie mierzone stosunki sygnału do szumu lub zakłóceń nie odpowiadają w pełni zrozumiałości sygnału dla operatora. Różnica między oceną obiektywną i subiektywną może przekraczać 6 dB. W praktyce porównania stopy błedów dla emisji CCW i odbioru sygnału CCW jako zwykłej telegrafii CW wykazują różnicę o 50 %, tzn. w warunkach, w których zwykły odbór telegrafii CW zapewnia zrozumiałość 50 % system CCW daje 100 % zrozumiałości, dla 10 % - system CCW daje zrozumiałość ok. 60 %. Oznacza to, że sygnał telegraficzny CW nadawany z mocą 25 W odpowiada pod względem zrozumiałości sygnałowi koherentnemu CCW o mocy 0,1 W, co daje stosunek 24 dB.
    Użycie techniki emisji koherentnych przynosi zysk przede wszystkim na zakłóconych pasmach krótkofalowych. Odnośnie pasm UKF, gdzie wymagana byłaby trudna do osiągnięcia stabilność częstotliwości, a w przypadku łączności z odbiciem od księżyca i wpływami nieregularności jego ruchu (libracji) objawiającymi się w postaci dodatkowej modulacji fazy brak jest jeszcze dokładniejszych danych doświadczalnych. Interesujące byłoby także sprawdzenie przydatności telgrafii koherentnej w zakresie długofalowym gdzie jak wiadomo stosowane są nadajniki o małej mocy promieniowania (ERP) a sama szerokość pasma wymusza stosowanie systemów b. wąskopasmowych.